Задание:
Требуется разработать измерительный преобразователь со следующими техническими характеристиками:
· Напряжение входного сигнала ℮с=20 мВ
· Максимальное значение частоты входного сигнала fс=0,3 мГц
· Погрешность нелинейности =1,5%
· Значение выходного сигнала Uвых=3 В
· Измерительный преобразователь должен запитываться от источника постоянного напряжения Е1, Е2=32 В
· Нестабильность источников питания δЕ=20%
Исходя из технического задания, измерительный преобразователь должен содержать усилитель переменного напряжения, поскольку данный усилитель предназначен для усиления только переменой составляющей входного сигнала;
двухполупериодный выпрямитель, осуществляющий преобразование переменного напряжения в средневыпрямленное значение;
фильтр низкой частоты, предназначенный для сглаживания пульсаций входного сигнала выпрямителя;
масштабирующий усилитель, осуществляющий приведение выходного сигнала измерительного преобразователя к номинальному значению.
Структурная схема измерительного преобразователя переменного напряжения в постоянное приведена на рисунке 1.
|
|
|
|
|
|
UСТ1 UСТ2
Е1
Е2
На рисунке 1 введены следующие обозначения:
У - усилитель переменного напряжения;
В - выпрямитель;
ФНЧ - фильтр низкой частоты;
МУ - масштабирующий усилитель;
СТ1, СТ2 - стабилизаторы напряжений;
Разработка принципиальной электрической схемы.
На основании структурной схемы была разработана функциональная, а затем и принципиальная электрическая схема. Поскольку принципиальная и функциональная схемы измерительного преобразователя, построенного на интегральных микросхемах отличаются незначительно (в функциональных схемах отсутствует нумерация выводов микросхемы), описание принципа действия основных узлов будем вести по принципиальной электрической схеме.
Описание основных узлов измерительного преобразователя.
Усилитель переменного напряжения выполнен на операционных усилителях Э1, Э2, резисторах R1-R4, конденсаторе С1. Он предназначен для усиления только переменной составляющей входного сигнала. Применение данного усилителя позволяет существенно уменьшить погрешность, обусловленную смещением и дрейфом нуля операционного усилителя. Первый каскад усилителя выполнен по схеме инвертирующего усилителя. Он имеет коэффициент усиления R3/R1. Второй каскад выполнен по схеме буферного повторителя напряжения. Его значение - обеспечить лучшее согласование выхода усилителя переменного напряжения со входом двухполупериодного выпрямителя. Переходная цепочка С1, R4 не пропускает постоянной составляющей выходного сигнала первого каскада усилителя на вход второго каскада. Как известно, передаточная функция такой цепи описывается выражением: Кц (р) = рτц /1+ рτц, где
τц = С1R4 - постоянная времязадающая цепи. (1).
Двухполупериодный выпрямитель выполнен на микросхемах Э4, Э6, резисторах R8, R9, R10, R14, диодах D1, D2. Выпрямитель работает следующим образом. При входном сигнале Uвх>0 сигнал проходит на выход усилителя, через усилитель Э4, диод D2, усилитель Э6, а обратная связь замыкается через резисторы R9, R14. При этом очевидно, что Uвых= Uвх(R8+R9+R14/R8). Если же Uвх<0 , то открывается диод D1, диод D2 закрыт и выходное напряжение формируется в результате усиления инвертирующим усилителем Э6 напряжения, поступающего с выхода повторителя на основе Э4. В результате Uвых= - Uвх * R14/ R9. Постоянство модуля коэффициента передачи будет достигаться при:
1+ R9/ R8 + R14/R8 = R14/ R9 (2)
В частности, если R8 = ∞ и R9 = R14, то Uвых= Uвх
В качестве ФНЧ выбираем активный ФНЧ.
Применение активного ФНЧ позволяет исключить из структурной схемы измерительного преобразователя масштабирующий усилитель. Передаточная функция активного фильтра описывается выражением
Кф(р) = - R17/ R15*1/рС6 R17+1 (3)
Подобный фильтр применяется в тех случаях, когда необходимо усилить постоянную составляющую входного сигнала фильтра и сгладить с этом сигнале пульсации.
Расчет параметров элементов схемы
измерительного преобразователя.
При разработке принципиальной схемы использовались:
· Операционный усилитель 154 УД2
· Стабилизаторы напряжения
имеющие следующие характеристики:
Микросхема 154 УД2:
коэффициент усиления К, тыс - 104
напряжение питания ±Uп, В - 13,5-16,5
напряжение смещения ±lсм, мВ - 2
входной ток iвх, нА - 100
граничная частота f, мГц - 50
сопротивление нагрузки Rн, кОм - ≥ 2
дрейф нуля ТКlсм мкВ/К- 20
Ток потребления Iпотр , мА- 10
Микросхема К142 ЕН 3:
Выходное напряжение Uвых, В- 3-30
Ток нагрузки Iнmax, А- 1
Uвх max, В- 45
Uвх min- Uвых, В- 4
Кст %/В- 0,05
ТК Uвых %/К- 0,01
Uвх min - 9
Определяем общий коэффициент передачи измерительного преобразователя: К = Ку*Кв*Кф=150, где
Ку,Кв,Кф - коэффициенты передач усилителя, выпрямителя и фильтра соответственно.
Распределим коэффициенты передач Ку, Кв,Кф следующим образом:
Ку=3, Кв=5, Кф=10.
Расчет параметров усилителя
переменного напряжения.
Для обеспечения достаточно высокого входного сопротивления измерительного преобразователя, равного суммирующему сопротивлению R1, выбираем R1=10кОм. Тогда R3 определится из уравнения R3/R1=Ку=3;
R3=30кОм. Значение сопротивления резистора R2 выбирается из уравнения R2= R1*R3/ R1+R3. R2=10*30/10+30≈7,5кОм.
Выходное сопротивление 1-го каскада усилителя определится как
Rвых ос= Rвых/1+ Куβ, где Rвых ос - выходное сопротивление 1-го каскада, охваченного обратной связью; Rвых - выходное сопротивление собственно Оу.
Rвых≈500Ом; Ку - коэффициент усиления на рабочей частоте fс max=0,3мГц
Ку≈f1/fс max=50/0,3≈180; β-глубина обратной связи β= 1/R1+R3=10/40=0,25.
Тогда Rвых ос=500/1+180*0,25≈10 Ом.
Выходное сопротивление 2-го каскада усилителя (β=1)
Rвых ус =500/1+180≈2,8 Ом.
Погрешность нелинейности γ н= –1/ Куβ=1/180*0,25≈2%.сказанное справедливо, если О.у. представлен аппериодическим звеном 1-го порядка. В реальном случае Оу моделируется аппериодическим звеном 2-го и даже 3-го порядка. При этом реальный коэффициент усиления Ку возрастает больше, чем на порядок, что приводит к уменьшению погрешности нелинейности более, чем на порядок, т.е. γ н≈0,2%, что соответствует требованиям технического задания.
При расчёте переходной цепи из выражения для передаточной функции (1) получим выражение для модуля комплексного коэффициента передачи.
Кц (ω)= ω τц /V1+ ω2 τ2 ц (4)
Используя это выражение построим логарифмическую амплитудно-частотную характеристику.
20lgkц
0 ω=1/τ ц ωс max=2πfc max
ω
20дб/дек
-20lgkц
Определим значения параметров С1, R4 переходной цепи. Предположим, что коэффициент передачи Кц при максимальном значении частоты входного сигнала fс =0,3мГц меньше 1 на 1%. Как следует, из выражения (4), этому условию соответствует неравенство ωс τц ≥10,
откуда τц ≥10/2П*0,3*106 =5*10-6с. Задаёмся значением R4=10кОм и определяем значение С1: С1≥ τц / R4=5*10-6 /104=500пФ. Выбираем значение С1=1000пФ.
Расчёт параметров
двухполупериодного выпрямителя.
Коэффициент передачи Кв выпрямителя, как было определено выше, должен быть равен Кв=5. Постоянство модуля коэффициента передачи для положительных и отрицательных полуволн входного сигнала обеспечивается при выполнении условия 1+ R9/ R8+ R14/ R8= R14/ R9=5. Выбираем значение R9=10кОм, тогда R14==50кОм. Выбираем ближайшее из ряда Е24 R14==51кОм. Тогда R8=15кОм.
Значение сопротивления R10= R9* R14/ R9+ R14=510/61≈8,2кОм.
Расчёт параметров активного фильтра.
Коэффициент передачи фильтра, как было определено выше, должен быть равен Кф =10. Из выражения для передаточной функции (3) получим выражение для модуля комплексного коэффициента передачи
Кф (ω)= – R17/ R15 · 1/√1+ ω2 τ2 , где τ=С6* R17 (5)
При передачи постоянной составляющей входного сигнала ω=0, тогда
Кф = –R17/ R15. Задаёмся значением R15=10кОм, тогда R17=100кОм. Значение R16 определяется из условия R16= R15* R17/ R15+ R17≈9,1кОм. Используя выражение (5) построим логарифмическую амплитудно-частотную характеристику фильтра.
20lgkф
20lgkф
ω1=1/τ ωср=10/τ ωс=2пfс
ω
Частота сопряжения ω определяется из условия ω1 = 1/ τ. На этой частоте модуль комплексного коэффициента передачи К (ω)= – R17/ R15 · 1/√2. Частота среза ωср при которой модуль комплексного коэффициента передачи Кф (ω)=1, как следует из выражения (5), равна ωср = 10/ τ. Действительно пренебрегая 1 в подкоренном выражении (5) получим
Кср = – R17/ R15 · 1/10=1.
Определим значения параметров времязадающей цепи τ условия, что пульсации при максимальном значении частоты выходного сигнала fс не будет превышать 1% от постоянной составляющей. Данному условию удовлетворяет очевидное неравенство ωс τ ≥100. При выполнении этого условия из выражения (5) получим Кф (ωс)= – R17/ R15 · 1/100. Постоянная времязадающей цепи τ при этом должна быть τ≥100/ωс=100/2пfс=100/6,28*0,3*10-6=10-4/2=50мкс. Поскольку τ=С6 R17, значение ёмкости конденсатора С6 ≥ τ/ R7=50*10-6/105 =500пФ. Выбираем значение С6=1000пФ.
Расчёт стабилизаторов напряжения.
Определяем диапазон изменения напряжения
Е1,2 min= Е1,2 –δе Е1,2=32–6,4=25,6В.
Е1,2 mах= Е1,2 +δе Е1,2=32+6,4=38,4В.
Напряжение питания микросхем измерительного преобразователя ±15В.
Всем этим требованиям удовлетворяет стабилизатор напряжения К142 ЕН 3 (см. технические характеристики на микросхему). В соответствии с рекомендациями на применение микросхемы К142 ЕН 3. Значения сопротивлений резисторов R7= R13=1,5кОм, R6= R12=15кОм, ёмкости конденсаторов С2=С4=0,01мкФ, С3=С5=22мкФ. Резисторы R5, R11 предназначены для защиты стабилизаторов от перегрузки выходным током. Значения сопротивления этих резисторов R5=R11=1,5Ом.
Все резисторы, которые определяют коэффициент передачи измерительного преобразователя – высокочастотные типа С2–29В ±0,5%, остальные типа С2–33±5%.
Литература
1. Гутников В.С. «Интегральная электроника в измерительных устройствах». Энергоатомиздат 1988 г.
2. Справочник «Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы». Радио и связь, 1989 г.